大容量多电平变换器拓扑研究及其最新进展--控制网



大容量多电平变换器拓扑研究及其最新进展
企业：控制网 日期：2009-05-19
领域：变频器 点击数：1974







李永东（1962-）

男，清华大学电机工程系教授，博士生导师。长期从事高性能，大容量，全数字化交流电机控制系统的理论和应用研究，近年来完成了多个高压大容量电机调速控制系统的研究项目，申请了三项发明专利，主持过多项基金项目和十几项其他项目的研究，发表了150多篇论文。出版了两部专著《交流电机数字控制系统》、《大容量多电平变换器》，2003年获中达学者荣誉称号。现任中国电力电子学会副理事长，中国电工技术学会电控装置及系统专委会副主任委员，中国自动化学会电气自动化专委会副主任委员。

摘要：当多电平变换器在工业生产中已经得到了广泛应用。从多电平变换器产生至今，已经有近三十年的历史。在这期间产生了大量的多电平拓扑结构，比如最常使用的二极管箝位型，电容箝位型，H桥级联型结构等。本文对多电平发展的历程进行了回顾，并分析了多电平结构之间的联系，为进一步研究和探讨多电平拓扑打下基础。

1 引言

    传统的两电平变换器无法满足中高电压等级（3kV，6kV，10kV甚至更高）的应用场合对功率变换提出要求。采用器件的串并联可以用两电平直接实现高电压大电流功率逆变电路，但是由于不能保证器件的完全一致性，同时开通或关断串联的多个器件，会带来开关器件的动态均压等问题，严重影响系统的可靠性。采用降压-普通变频-升压的方法，或者采用变压器耦合的多脉冲逆变器也可以实现高压大容量功率变换。但是变压器的引入，使得系统无论在体积上还是成本上都大大增加。除此之外，两电平原有的dv/dt问题，共模电压问题，电压谐波以及电磁干扰问题在高压应用场合下被放大，影响了系统性能，严重的时候还会损坏设备。相比较而言，多电平（Multilevel）电压型变换器能够在实现更高等级电压的同时，改善输出电压电流谐波性能，其产生和应用也就成为了一种必然趋势。

    多电平变换器从产生至今已经有近三十年的发展历史了。在这其中，产生了大量的拓扑结构，经过长时间的研究和实践检验，有些已经被彻底地淘汰，有些只有研究和学术价值，只有很少一些被应用到生产实际中。研究多电平拓扑的目的是为了实现多电平的输出电压，以使变换器能够应用于更高等级的电压场合，提高输出电压的谐波性能。研究各种拓扑的特点，分析和明晰各种拓扑之间的联系和区别，对于进一步研究拓扑具有重要意义。本文对多电平变换器拓扑的发展做了一个回顾和讨论，下面从基本拓扑开始。

2 基本拓扑

(1) 三极单元变换器

    实现多电平的最简单直接的想法就是构造一个多级直流电压源串联，且每级都有可控的独立输出通路的拓扑结构，如图1（a）所示。正确选择各个开关的通断状态，使得在任意时刻只有某一级电压的电路导通，其他各级的电路关断，就可以输出相应等级的电压。这样的思想在文献[1]中就已经被提出来。但是受当时开关器件发展水平的限制，文章中采用反并联的晶闸管来实现这个开关的功能，晶闸管不能关断的缺点造成了不同等级电压通路之间的换流过程极其复杂，大大增加了控制的难度。

                         
 
                       （a）多电平                         （b）三电平

                     图1   多级电压源串联思想构成多电平拓扑结构

    最先应用的多电平变换器是三电平拓扑结构。文献[2]给出了一个最初的三电平结构，如图1（b）所示。可以看到和普通两电平变换器不同的是由二极管和三级管组成的两个单向回路构成了0电平的输出通路，实现了三电平的电压输出。随着电力电子器件的发展，当IGBT等器件被发明并应用到实际中后，考虑到各个半导体开关管承受压降的统一性并适当的调整各开关管的位置，最终得到比较实用的拓扑如图2（a）所示，被称为层叠换流单元（Stacked commutation cells）或者三极单元（Three-pole cells）。因为最外侧的两个开关管有可能承受2E的电压，因此采用两个管子串联来保证每个管子承受反向关断电压为E。另外，在中间支路上用两个反串联的IGBT及其各自的反并联二极管就完全能够实现图2中0电平输出支路的功能。各对开关管的导通规律如图2（b）所示。在相电压为-E~0之间，S2，S1始终导通，S1，S2始终关断，S3和S3切换，S3导通时输出为-E，S3导通时为0。在相电压为0~E之间时，S2，S3始终导通，S2，S3始终关断，S1和S1切换，S1导通时输出为E，S1导通时为0。这样最外侧支路的两个管子中，一个管子（S1/S3）只在半个周期中处于频繁切换状态，而另一个管子（S2/S2）每个基波周期只开关一次，大大减小了损耗；同时这种导通方式也避免了串联器件同时开通和关断带来的均压问题。不过由于换流问题和控制的复杂性，这种拓扑方式除了三电平之外，实际应用中并没有向更高电平发展。
                     
 
                 （a）三极单元                              （b）导通规律

                          图2   三极单元结构及导通规律

(2) 二极管箝位型多电平变换器

    与此同时，另外一种结构中点箝位型（Neutral-Point-Clamped : NPC） 也被提出来[2, 3]，这也成为现在使用最为广泛的一种三电平结构。NPC可以看成是三极单元的一种特殊的实现方式[4]，三极单元中实现双向电流通路功能的支路（S1，DS1，S3，DS3）被如图3（a）所示的两个内部开关管（ S2，S1）和两个箝位二极管（DN1，DN2）构成的两个电流单相支路所代替，节省了所需的开关器件，简化了结构。

                                  图3   中点箝位型三电平拓扑

    同时，NPC很容易进一步向多电平推广，形成了二极管箝位型多电平变换器（Diode Clamped Multilevel Converter：DCMC）。其根据二极管连接方式的不同，可以分为两种，图4给出了五电平情况下的两种拓扑。
                                     
                          （a）五电平拓扑一                 （b）五电平拓扑二

                            图4   二极管箝位式多电平拓扑

    二极管箝位型多电平结构也有其难以解决的问题[5, 6]：

    ① 随着电平数增加，为了保证箝位二极管能够承受相同的反向电压，箝位二极管的数目按照电平数目的二次方快速增加。

    ② 二极管箝位型变换器如果采用单一直流电源供电，母线上各个电容的电压很难控制平衡。

    ③ 内外管的开关应力（Switching stress）或者说损耗的不平衡。根据其导通关系可以看到内管比外管导通时间长，因此承受了更大的开关应力。变换器设计时需要考虑开关管的最大开关应力来决定系统的容量，不利于开关管的充分利用。三极单元拓扑也存在这个问题。

    ④ 二极管箝位型变换器中箝位二极管只能保证两个最外面的开关管被可靠箝位，其承受管压降不会超过E，而内部的开关管并没有被直接箝位[5]，因为线路杂散电感的影响，这些管子可能会承受大于E的静态电压，这显然对系统安全性是不利的。例如图3（a）中，S1和S2能够由箝位二极管保证其在关断时不会承受大于E的电压，但是S2和S1在关断的时候就可能会承受大于E的电压，此时箝位二极管不能够起到箝位作用。虽然采用阻抗辅助箝位可以缓解二极管箝位型电路中管压降不平衡的问题[5]，但是这并不能根本解决这一问题。

(3) 电容箝位型多电平变换器

    为了解决不能可靠箝位造成的开关管的承受电压压不平衡的问题，[7]利用增加的箝位电容构成了混合箝位拓扑，有利于解决NPC拓扑中内管不能可靠箝位以及直流母线电容平衡的问题，如图5所示。利用电容作为箝位器件箝位电容的引入给多电平拓扑提供了一个新的思路。单纯采用电容箝位的思想最早出现在[8]中（图6（a））。在此基础上，Meynard[4, 9, 10]将其拓展到多电平领域（图6（b））。电容箝位型多电平变换器（Flying capacitor multilevel converter）也称为Multicell 或者Imbricated cells。

                                   图5   混合箝位型拓扑

                                              （a）三电平

                                            （b）五电平

                                   图6   电容箝位型拓扑

    与二极管箝位型多电平不同的是，电容箝位型多电平的箝位器件由二极管换成了电容。这些电容除了箝位作用以外，其本身所具有的电压输出能力使得输出某一电平电压的开关状态不只一种，虽然增加了复杂程度，但更多的冗余开关状态也使得其PWM和电压控制更加灵活。为了维持这些箝位电容的电压，一般采用载波移相PWM的方法，保证一个周期内每个箝位电容的输出和输入能量相等。电容箝位型变换器不存在母线电容电压平衡问题，开关管之间开关应力不同以及耐压不平衡的问题。但是随着电平数增加，箝位电容的数量也大大增加。大量电容的引入增加了系统的成本和体积，而频繁的充放电使得电容的寿命减小，进而影响整个系统的寿命和可靠性。在实际系统中，电容的故障率要远远大于开关管的故障率。相比较而言，在三电平变换器中，尤其在中低电压下，由于所需箝位电容的大小和开关频率成反比，NPC具有较大优势。而在更高电平的变换器上，因为二极管箝位型存在着母线电容电压平衡问题和非直接箝位等问题，电容箝位型更有可能应用到实际当中。

(4) 有源中点箝位型变换器

    为了进一步解决NPC中非直接箝位和开关应力不同的问题，[11, 12]提出了有源中点箝位型变换器（Active NPC：ANPC）如图7所示结构。相比NPC，三电平的ANPC结构用带反并联二极管的IGBT来代替原来的箝位二极管，多用了两个开关管。而在实际NPC系统中，出于器件特性一致性的考虑，一般用IGBT中寄生的反并联二极管来做箝位二极管。有源中点箝位结构正是利用了这个特点，把原来没用的IGBT开关管利用起来，和反并联二极管一起可以保证可靠的箝位。另外，我们知道在NPC中，内外管的损耗不平衡，两个内管比外管的开关和导通损耗要多。ANPC增加的两个可控器件可以增加零电平时候的电流通路，根据需要选择合适的电流通路可以把原来内管上的损耗一定程度上分散到箝位开关管上，尽可能平衡各管之间的损耗。[11, 12]经过分析可以得到，采用ANPC的结构可以比传统的NPC方w法提高20%的系统容量或者85%的开关频率，这对于实际应用是很诱人的。当然这也是以半导体器件的增加和控制的复杂作为代价的。和ANPC的想法类似，为了平衡各管之间的开关应力，[13] 结合了NPC和Three-pole cell，也给出了一种新的三电平结构，如图8所示。它通过增加电流通路，也能够有效地平衡各管之间的损耗。

                               图7   有源中点箝位三电平拓扑 

                            图8   二极管箝位和三极单元结合的新拓扑

3 衍生拓扑

    上面给出的四种基本拓扑，除了根据自身的特点往更高电平拓展之外，还可以通过适当的组合和变形，生成新的拓扑。

(1) 层叠式多单元变换器

    在一定程度上，图2（a）所示的三级单元拓扑可以认为是两个两电平的拓扑层叠而成。借鉴了这一思想，层叠式多单元变换器（Stacked Multicell Converter：SMC）正是结合电容箝位型和多极开关单元两种多电平拓扑思想的产物[4]。图9给出了一个SMC的结构图[14]。对于这样一个n*p的层叠式多单元变换器（n代表单元数，p代表堆叠数），可以看成是p个n单元的Multicell（电容箝位型）层叠而成。另一方面，它也可以看成n个p-pole cell连接得到。相比较而言，与其认为是Multicell的层叠，不如理解为Multi-pole cell的串连扩展来得更为简单直接。在输出同样电平数目的时候，SMC在不损失Multicell的动静态性能情况下，能够大大减少箝位电容的数目和容量，对降低系统的成本和复杂程度，提高系统的可靠性都有很大优势。

                               图9   3*2层叠式变换器拓扑 

    如图10（a）所示一个3*2的 SMC结构的发展，就可以认为是三个三极单元通过电容串连而成。其标准的调制策略是按照一个三极单元的调制方法，按照360/p的相移分配到各个单元里去。又因为NPC可以看成是三极单元的一种特殊方式，所以NPC也可以结合到SMC中，作为最后一级接到拓扑当中，如图10（b）所示。

                                      （a）形式一 

                                       （b）形式二 

                               图10   层叠式变换器拓扑的扩展

(2) 有源中点箝位型多电平变换器

    和NPC类似，有源中点箝位（ANPC）的结构也很容易推广到多电平，只是把图6中的箝位二极管换成带反并联二极管的开关管即可。不过如果把有源中点箝位型和电容箝位型结合起来就可以得到一些新的拓扑结构。根据这一思想，[15]提出了一种新的有源中点箝位型多电平变换器（ANPC Multilevel Converter）。加入箝位电容之后，能够很好的对级联器件实现箝位功能，输出更多电平。如图11（a）所示就是一个这种ANPC的五电平结构，其中三个单元（图中虚框所示）都可以看成是电容箝位的三电平结构，然后按照ANPC的结构组合起来构成一个五电平的新拓扑结构。进一步省去电容还可以得到如图11（b）和（c）的两种结构[15, 16]。省去的箝位电容会对其电容电压平衡性造成一定的影响，但通过适当控制仍然是可以稳定运行的。根据前面分析，图11（a）中，断开处可以按照电容箝位型的方式继续扩展到更高电平，图12给出一个七电平的例子。需要注意的是，有源中点箝位型和层叠式多电平只能实现奇数电平的输出，而二极管箝位型和电容箝位型则没有这个限制。

                                               （a）

                                               （b）

                                               （c）

                              图11   有源中点箝位型多电平拓扑 

                              图12   ANPC拓扑的七电平扩展

(3) 通用多电平拓扑结构

    从前面的叙述中我们可以看到，不同的拓扑结构为了实现一定的电平数目，其在外侧的主开关管的分布是一致的，所不同的是用于箝位和中间电平输出的方式不同，也就是我们所说的辅助开关器件不同。二极管，可控开关管以及电容都可以单独或者组合之后被选择作为辅助器件。有学者在[17]中提出一种通用多电平拓扑结构，其基本单元是两电平拓扑结构(P2 Cell)，最外层的主开关管和反并联二极管用于产生期望的电压，其余的则用于箝位和平衡电容电压所用。在这个结构中，二极管，可控开关管和电容这三种箝位器件同时被使用，可以认为是最复杂同时也是最全面的一种结构。如图13给出了一个五电平的通用拓扑结构。通用多电平拓扑采用了大量的箝位开关管，二极管和电容，通过特定开关模式可以实现电容电压的自平衡，这是前述拓扑所没有的优点。

                             图13   五电平通用多电平拓扑

4 通用拓扑和其他拓扑之间的关系

    通用拓扑同时使用了二极管，可控开关管和电容作为辅助箝位器件，可以认为是其他拓扑的一种高度概括。前面所述的基本拓扑及其衍生结构都可以通过一定的简化从通用拓扑中得到。以图13所示的五电平通用拓扑为例，如果保留辅助箝位的二极管和电容，省去所有辅助箝位开关管，通用拓扑就简化成混合箝位型拓扑。在此基础上如果去掉所有的箝位电容，则退化成二极管箝位型拓扑；如果保留箝位电容，而省去所有的箝位二极管，则退化成电容箝位型拓扑。这些从图14中可以很容易得看出来。

              图14   通用拓扑简化为混合箝位型、二极管箝位型和电容箝位型拓扑

    除此之外，通过适当的简化，通用拓扑还可以退化为SMC和ANPC等结构。如图15（a）所示，五电平的通用拓扑经过简化可以退化为一个2*2的SMC结构。只是在最后一级我们采用的是NPC的结构。根据前面的讨论我们知道，NPC可以认为是Three-pole cell的一种变形，因此这也并不影响我们理解通用拓扑和SMC之间的联系。同样的，如图15（b）所示，通用拓扑经过简化也可以退化成ANPC的结构。

                                    （a）形式一

                                    （b）形式二

                 图15   通用拓扑简化为层叠型和ANPC型拓扑

    这里我们只给出了五电平的例子，而其它电平的情况也可以类似得到。从上面的叙述可以看出，现有的多电平拓扑和通用拓扑之间存在着紧密的联系，通用拓扑通过适当的简化可以退化成这些常用的拓扑结构。图16以图表的形式对这些关系做了一个总结。在通用拓扑的简化过程中，有哪些需要遵守的规律呢？我们总结出以下几点：

    ① 通用拓扑两侧主开关管必须全部保留。

    ② 通用拓扑的辅助箝位开关管、二极管和电容要对称地从两侧成对省略。简化后的拓扑具有很好的对称性，并具有可扩展性。

    ③ 如果要使简化后的拓扑具有输出所有电平的能力，通用拓扑中实现每个电平的多个电流双向通路至少有一个被保留。

    ④ 出于实际应用的角度，箝位电容要越少越好，尤其是尽可能的去掉靠近直流母线侧的箝位电容。因为箝位电容本身造成了体积增大，成本增加，影响系统寿命和可靠性的问题。

    ⑤ 对于简化后拓扑中每个箝位电容，为了保证其电压能够有效的控制稳定，在输出特定电平，特定电流情况下，存在对箝位电容电压没有影响的开关状态或者存在对箝位电容电压影响相反的开关状态。

    前文所述的从通用拓扑退化到各种已有拓扑都符合这些规律。这不但对于我们理解拓扑之间的关系有重要作用，对我们通过简化通用拓扑，提出新的拓扑结构也有很重要的指导意义。

                        图16   通用拓扑和已有拓扑之间的关系

    进一步的，我们还可以通过对通用多电平拓扑结构化简得到如图17的结构，如果我们对简化后的两个电容都单独供电，这就是我们所熟知的H桥级联型拓扑。这个结构早在上个世纪的七十年代中就已经被提出[18]，后来结合了PWM的控制策略，作为一种成熟可靠的多电平拓扑结构得到了广泛应用。可以看到，图17右边所示的两个H桥级联和左边的通用拓扑一样能够输出五电平。所不同的是，级联结构是每级独立供电，而不像前面我们所叙述的众多拓扑结构是通过母线统一供电的。虽然级联型拓扑和我们前面所叙述的众多拓扑的构造思想有很大差别，但是，对于H桥级联型拓扑以及其他的级联型拓扑，例如三电平级联，或者是混合级联结构都可以从通用拓扑中找到其痕迹。因为归根到底，所有的拓扑都是从基本开关单元发展而来的。

                              图17   通用拓扑和H桥拓扑之间的关系

5 结论

    本文从多电平基本拓扑入手，探讨了多电平拓扑结构从产生以来的发展过程，并重点分析了通用拓扑结构和其他多电平拓扑结构之间的关系，最终得到所有的多电平拓扑结构都可以从通用拓扑简化（退化）而来的结论，并且对通用多电平拓扑进行简化的规律进行了归纳总结。这不但有利于我们了解现有拓扑之间的关系，也为我们进一步进行多电平拓扑研究打下了基础。


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